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■MMIC设计中的异质结双极晶体管(HBT)和二极管以及传输线介绍( 四 )


在拟合模型的过程中 ， 特征阻抗值来自传输线结构的2.5D的仿真模拟 ， 物理长度是构成环形谐振器的轨道中心线的长度 ， 然后谐振的中心频率确定有效的相对介电常数 ， 并且谐振的宽度决定了损耗 。 还必须注意用于拟合模型的每个谐振峰值周围的测量数据范围 。 数据至少应涵盖-3-dB点 ， 并且理想情况下还指向谐振两侧的-6-dB点 ， 以得出传输线损耗的准确值 。 然而 ， 来自共振峰的裙边的数据也应该被丢弃 ， 因为它们离共振的中心频率太远并且倾向于使损耗值偏斜 。
该表征过程给出了在整个频率范围和一个走线轨道宽度的六个频率点处的特征阻抗（Z0） ， 有效相对介电常数（ξeff）和每单位长度损耗（A）的值 。 然后必须在铸造工艺允许的范围内对几个不同的走线轨道宽度重复该过程 。 作为频率和走线轨道宽度的函数 ， 这些参数的变化是相当平滑的 ， 因此它们在谐振频率和测量的走线轨道宽度之间的值可以通过内插确定 。
通过这种方法得到的200-μmGaAs衬底上30μm宽的用于构建在下部和上部金属层中的微带走线轨道的传输线的典型损耗（以分贝为单位）如图10所示 。 通过这种方法得到的GaAs微带线的典型有效介电常数如图11所示 。
■MMIC设计中的异质结双极晶体管(HBT)和二极管以及传输线介绍
本文插图

图10、在200-μmGaAs衬底上从上下金属层产生的30-μm宽的微带线的损耗
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本文插图

图11、GaAs衬底上微带线的有效介电常数
MMIC中使用的第二常见传输线是共面波导（CPW） ， 它由介质基板同一表面上的金属走线轨道和接地平面组成 ， 走线轨道与接地平面之间有固定间隙 ， 如图12所示 。 轨道走线宽度和间隙是有限的尺寸 ， 地平面和衬底基板的高度 ， 宽度和长度假定为无限大 。 注意 ， CPW的接地平面部分的宽度也对其传输线的特性阻抗也有影响 。 这在大多数情况下很小 ， 在分析简单的线路长度时并不重要 。 然而 ， 在密集封装的MMIC中 ， 必须减小地平面以为其他部件腾出空间 ， 就可能需要考虑其影响了 。 电场和磁场均在两者中即电介质基板和上面的空气中传播 ， 因此CPW中的传播模式也是准TEM 模式 。
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图12、CPW传输线
电场主要限制在走线轨道和共面接地平面之间 ， 并且通常没有延伸到衬底基板的底表面 。 这意味着衬底晶片不需要从超过600μm的买入厚度减薄 ， 从而消除了昂贵的工艺步骤并且比薄的晶片更加坚固 。 衬底基板的后表面可以保持清洁或金属化 。 如果在后表面上使用金属 ， 则传输线被称为接地共面波导（GCPW ，grounded coplanar waveguide） ， 但其特性与普通CPW相同 ， 并且基板厚度远大于走线轨道宽度 。 CPW传输线的特性主要由走线轨道宽度与到地平面的间隙的比率w / g确定 ， 因为这是对传播的电场和磁场模式的主要影响 。 已经开发了导出CPW的特征阻抗的方法 ， 并且GaAs衬底上的CPW的w / g比为约2以提供50?W的阻抗 。
具有较高比率（即 ， 走线轨道宽度远大于间隙）的CPW具有较低的阻抗 ， 因为间隙的闭合增加了并联电容并降低了磁场密度 。 具有较低比率的CPW（即 ， 具有比间隙窄得多的走线轨道宽度）具有较小的并联电容 ， 并且磁场线更紧密地包裹并且看起来更类似于简单的走线;因此 ， 它表现得更具电感性 。 理论上 ， 实际的走线轨道和间隙尺寸可以按比例放大或缩小 ， 并且对于相同的w / g比 ， 阻抗将是相同的 。 然而 ， 当尺寸变得非常小时 ， 走线轨道的厚度在确定阻抗时开始起很大作用 ， 并且传输损耗开始变大 。
CPW倾向于用于在高微波和毫米波频率下工作的电路 ， 例如图13中所示的44.5GHz直接调制器MMIC ， 因为微带在这些频率下可以变成多模的 。


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